基於移相控制的多路輸出降壓變換器提升EMI效能的PCB佈局最佳化

來源：EETOP TI社群  作者：德州儀器Gavin Wang 

電源設計工程師通常在汽車系統中使用一些DC/DC降壓變換器來為多個電源軌提供支援。然而，在選擇這些型別的降壓轉換器時需要考慮幾個因素。例如，一方面需要為汽車資訊娛樂系統/主機單元選擇高開關頻率DC/DC變換器（工作頻率高於2 MHz），以避免干擾無線電AM頻段；另一方面，還需要透過選擇相對較小的電感器來減小解決方案尺寸。此外，高開關頻率DC/DC降壓變換器還可以幫助減少輸入電流紋波，從而最佳化輸入電磁干擾(EMI)濾波器的尺寸。 

然而，對於正在嘗試建立最新汽車系統的大型汽車原始設計製造商（ODM）來說，符合所要求的EMI標準至關重要。這些要求非常嚴格，製造商必須遵守諸多標準，如國際無線電干擾特別委員會(CISPR) 25標準。在很多情況下，如果製造商不符合標準，汽車製造商就無法接受相應的設計。 

因此，對於DC/DC降壓轉換器的EMI效能提升，PCB佈局至關重要。而要獲得良好的EMI效能，最佳化大電流功率迴路，減小寄生引數對於環路的影響是關鍵。 

以LMR14030-Q1構成的兩路輸出降壓轉換器DC/DC降壓變換器為例，如圖1和圖2所示的兩種不同的印刷電路板(PCB)佈局。紅線顯示的是功率迴路在佈局中的流動方式。圖1中功率迴路的流動方向呈U型，而圖2中的流動方向呈I型。這兩種佈局是汽車和工業應用系統中最常見的佈局。那麼，哪一種佈局更好呢？

圖 1：U型佈局

圖 2：I型佈局

傳導EMI被分為差模和共模兩種型別，差模噪聲源自電流變化率(di/dt)，而共模噪聲則源自電壓變化率(dv/dt)。而無論是di/dt還是dv/dt, EMI效能的關鍵點在於如何儘量減小寄生電感。 

圖3是降壓變換器的等效電路。大多數設計人員都知道如何儘量減小高頻迴路中Lp1、Lp3、Lp4和Lp5的寄生電感，但忽略了Lp2和Lp6。對於兩種不同的佈局U型和I型，U型佈局的Lp2和Lp6上的寄生電感相較於I型佈局更小。在U型佈局中，減小開關管Q1導通時的功率迴路也將有助於提高EMI效能。 

圖 3：降壓變換器等效電路

 為了驗證最佳佈局，測量EMI資料顯得至關重要。圖4和圖5對一個兩路輸出的變換器傳導EMI進行了對比。同時，該電路採用移相控制，減小輸入電流紋波，從而最佳化輸入濾波器。從測試結果可以看出，U型佈局的EMI效能優於I型佈局的EMI效能，尤其是在高頻的部分。

圖 4：移相控制下的U型EMI效能

圖 5：移相控制下的I型EMI效能

加入EMI濾波器可以有效地提高EMI效能。圖6所示為一款簡化版EMI濾波器，其中包括一個共模(CM)濾波器和一個差模(DM)濾波器。一般來說，差模濾波器的噪聲小於30MHz，共模濾波器的噪聲範圍為30MHz至100MHz。兩個濾波器都會影響EMI需要限制的整個頻段。圖7和圖8分別對帶有共模濾波器和差模濾波器的傳導性EMI進行了對比。U型佈局可以符合CISPR 25 3類標準，而I型佈局則不符合。

 圖 6：簡化的EMI濾波器

圖 7：採用差模和共模濾波器的U型佈局的EMI效能 

圖 8：採用差模和共模濾波器的I型佈局的EMI效能

本文比較了移相控制下的雙路輸出降壓變換器兩種不同的PCB佈局，可以看出，U型佈局的EMI效能優於I型佈局。