Wi-Fi產品射頻電路除錯經驗談

耗子0_0發表於2017-02-11

1 前言

這份文件總結了我工作一年半以來的一些射頻(Radio Frequency)除錯(以下稱為Debug)經驗,記錄的是我在實際專案開發中遇到並解決問題的過程。現在我想利用這份文件與大家分享這些經驗,如果這份文件能夠對大家的工作起到一定的幫助作用,那將是我最大的榮幸。

個人感覺,Debug過程用的都是最簡單的基礎知識,如果能夠對RF的基礎知識有極為深刻(注意,是極為深刻)的理解,我相信,所有的Bug解起來都會易如反掌。同樣,我的這篇文件也將會以最通俗易懂的語言,講述最通俗易懂的Debug技巧。

在本文中,我儘量避免寫一些空洞的理論知識,但是第二章的內容除外。“微波頻率下的無源器件”這部分的內容擷取自我尚未完成的“長篇大論”——Wi-Fi產品的一般射頻電路設計(第二版)。

我相信這份文件有且不只有一處錯誤,如果能夠被大家發現,希望能夠提出,這樣我們就能夠共同進步。

2    微波頻率下的無源器件

在這一章中,主要講解微波頻率下的無源器件。一個簡單的問題:一個1K的電阻在直流情況下的阻值是1K,在頻率為10MHz的迴路中可能還是1K,但是在10GHz的情況下呢?它的阻值還會是1K嗎?答案是否定的。在微波頻率下,我們需要用另外一種眼光來看待無源器件。

2.1.    微波頻率下的導線

微波頻率下的導線可以有很多種存在方式,可以是微帶線,可以是帶狀線,可以是同軸電纜,可以是元件的引腳等等。

2.1.1.    趨膚效應

在低頻情況下,導線內部的電流是均勻的,但是在微波頻率下,導線內部會產生很強的磁場,這種磁場迫使電子嚮導體的邊緣聚集,從而使電流只在導線的表面流動,這種現象就稱為趨膚效應。趨膚效應導致導線的電阻增大,結果會怎樣?當訊號沿導體傳輸時衰減會很嚴重。
在實際的高頻場合,如收音機的感應線圈,為了減少趨膚效應造成的訊號衰減,通常會使用多股導線並排繞線,而不會使用單根的導線。
我們通常用趨膚深度來描述趨膚效應。趨膚深度是頻率與導線本身共同的作用,在這裡我們不會作深入的討論。

2.1.2.    直線電感

我們知道,在有電流流過的導線周圍會產生磁場,如果導線中的電流是交變電流,那麼磁場強度也會隨著電流的變化而變化,因此,在導線兩端會產生一個阻止電流變化的電壓,這種現象稱之為自感。也就是說,微波頻率下的導線會呈現出電感的特性,這種電感稱為直線電感。也許你會直線電感很微小,可以忽略,但是我們將會在後面的內容中看到,隨著頻率的增高,直線電感就越來越重要。

電感的概念是非常重要的,因為微波頻率下,任何導線(或者導體)都會呈現出一定的電感特性,就連電阻,電容的引腳也不例外。

2.2.    微波頻率下的電阻

從根本上說,電阻是描述某種材料阻礙電流流動的特性,電阻與電流,電壓的關係在歐姆定律中已經給出。但是,在微波頻率下,我們就不能用歐姆定律去簡單描述電阻,這個時候,電阻的特性應經發生了很大的變化。

2.2.1.    電阻的等效電路

電阻的等效電路如圖2-1所示。其中R就是電阻在直流情況下電阻自身的阻值,L是電阻的引腳,C因電阻結構的不同而不同。我們很容易就可以想到,在不同的頻率下,同一個電阻會呈現出不同的阻值。想想平時在我們進行Wi-Fi產品的設計,幾乎不用到直插的元件(大容量電解電容除外),一方面是為了減小體積,另一方面,也是更為重要的原因,減小元件引腳引起的電感。

圖2-1 電阻的等效電路

圖2-1 電阻的等效電路

圖2-2定性的給出了電阻的阻值與頻率的關係。

圖2-2 電阻的阻值與頻率

圖2-2 電阻的阻值與頻率

我們試著分析電阻具有這樣的特性的原因。當頻率為0時(對應直流訊號),電阻呈現出的阻值就是其自身的阻值;當頻率提高時,電阻呈現出的阻值是自身的阻值加上電感呈現出的感抗;當頻率進一步提高時,電阻自身的阻值加上電感的感抗已經相當的大,於是電阻表現出的阻值就是那個並聯的電容的容抗,而且頻率越高,容抗越小。

2.3.    微波頻率下的電容

射頻電路中,電容是一種被廣泛使用的元件,如旁路電容,級間耦合,諧振迴路,濾波器等。和電阻一樣,微波頻率下電容的容抗特性也會發生很大的變化。

2.3.1.    電容的等效電路

我們知道,電容的材料決定著電容的特性引數,電容的等效電路如圖2-3所示。C是電容自身的容值,Rp為並聯的絕緣電阻,Rs是電容的熱損耗,L是電容的引腳的電感。

圖2-3 電容的等效電路

圖2-3 電容的等效電路

關於電容,我在這裡介紹幾個平時大家在選料是可能不會關注的引數。

電容引數

圖2-4定性的給出了電容在不同頻率下的表現出的電抗特性。圖中的縱軸為插入損耗(Insertion Loss),也就是由於電容的加入引起的損耗。

圖2-4 電容在不同頻率下的電抗特性

圖2-4 電容在不同頻率下的電抗特性

顯然,在轉折之前,電容表現出的是電容的特性,轉折之後,電容表現出來的卻是電感的特性。一般來說,大容量的電容會比小容量的電容表現出更多的電感特性。因此,在250MHz的頻率下,一個0.1uF的旁路電容不一定比100pF的電容效果更好。換句話說,容抗的經典公式

似乎說明當頻率一定時,電容的容量越大,容抗越小。但是在微波率下,結論是相反的。在微波頻率下,一個0.1uF的電容會表現出比100pF電容更大的阻抗,這也是我們在設計電源電路時為什麼要在大容量的電解電容;兩端並聯小容量的電容的原因,這些小容量的電容用於消除高頻的噪聲訊號。

2.3.2.    電容的容量與溫度特性

在CIS庫中選料時,我們總會發現電容有一項引數為X7R或者X5R,NPO等,我特此搜尋相關資料,翻譯過來,寫在這一節中。

這類引數描述了電容採用的電介質材料類別,溫度特性以及誤差等引數,不同的值也對應著一定的電容容量的範圍。具體來說,就是:

X7R常用於容量為3300pF~0.33uF的電容,這類電容適用於濾波,耦合等場合,電介質常數比較大,當溫度從0°C變化為70°C時,電容容量的變化為±15%;

Y5P與Y5V常用於容量為150pF~2nF的電容,溫度範圍比較寬,隨著溫度變化,電容容量變化範圍為±10%或者+22%/-82%。

對於其他的編碼與溫度特性的關係,大家可以參考表2-1。例如,X5R的意思就是該電容的正常工作溫度為-55°C~+85°C,對應的電容容量變化為±15%。

表2-1 電容的溫度與容量誤差編碼

表2-1 電容的溫度與容量誤差編碼

2.4.1.    電感的等效電路

不難想象,導線的本身存在一定的電阻,相鄰量個線圈之前存在一定的電容,於是,我們得到如圖2-5所示的電感的等效電路。其中Rs為導線存在的電阻,L為電感自身的感值,C是等效電容。電感的電感量-頻率曲線與電阻的阻抗-頻率曲線頗有些相似,這與它們具有類似的等效電路有直接關係。讀者可自行分析電感的頻率特性曲線。

圖2-5 電感的等效電路

圖2-5 電感的等效電路

2.4.2.    電感的Q值

電感的感抗與串聯電阻Rs的比值稱為電感的Q值,即Q=X/Rs與電容類似,Q值越大,則電感的質量越好。如果電感是一個理想電感,那麼Q值應該是無限大,但是實際中不存在理想的電感,所以Q值無限大的電感是不存在的。

在低頻情況下,電感的Q值非常大,因為這個時候Rs只是導線的直流電阻,這是一個很小的值。當頻率升高時,電感的感抗X會變大,所以電感的Q值會隨著頻率的提高而增大(這個時候趨膚效應還不明顯);但是,當頻率提高到一定的程度的時候,趨膚效應就不可忽視了,這時串聯電阻Rs會隨著頻率的提高而變大,同時串聯電容C也開始發揮作用,從而導致Q值隨著頻率的提高而降低。圖2-6給出了某公司的一款電感的Q值與頻率的關係。

圖2-6 某公司的電感的Q值與頻率變化關係曲線

圖2-6 某公司的電感的Q值與頻率變化關係曲線

為了儘量增大電感的Q值,在製作電感時,我們通常可以採用以下的幾種方法:

使用直徑較大的導線,可以降低電感的直流阻抗;

將電感的線圈拉開,可以降低線圈之間的分佈電容;

增大電感的磁導係數,這通常用磁芯來實現,如鐵氧體磁芯。

其實,電感的手工製作,是射頻工程師的必修課,但是這部分內容比較複雜,本文暫不進行討論,感興趣的讀者可以查閱相關文獻。

3    RF Debug經驗分享

3.1.    某無線AP 2.4GHz Chain0 無輸出功率

在一次對某無線AP(雙頻大功率11n無線AP)的測試過程中,突然聽到一聲清脆悅耳的破裂聲,隨後看到一縷青煙緩緩的從板子上升起(可惜沒看清具體是哪個位置),周圍便迅速充滿了令人不爽的焦臭味,VSA(Vector Signal Analyzer,向量訊號分析儀)上的功率也跌落至0dBm以下。稍微有點經驗的人都可以得出一個結論:“有東西燒掉了”。

沒有輸出功率,可想而知,一定是Tx迴路的某個器件損壞了,但是究竟是哪個呢?

首先採用目測法(所謂目測法就是直接用眼睛觀察元器件的外觀,檢視是否有破裂或者燒焦的痕跡),結果沒看出來。

然後採用“點測法”,這時候你可能會問:“什麼是點測法呢?”點測法就是用探針或探棒直接檢測待測點的訊號狀態,常用於時域訊號檢測,如示波器,但是由於Wi-Fi產品的工作頻率較高,一般會通過頻域進行訊號檢測,也很少使用點測法進行檢測。

實踐證明,點測法是一種確定RF問題所在的快速有效的手段。

說起點測法,不得不說說簡易探針的製作。取一條SMA Cable(如圖3-1所示),將其一端的SMA聯結器去掉(不可以將兩端的都去掉),剝去長度1~2cm遮蔽層,使其芯線露出。這樣,一段普通的SMA Cable就此華麗轉身,升級為點測探針,成為一種檢測利器,也成為了RF工程師的好助手。

3.2.     輸出功率過大

現象:輸出功率超級大,星座圖一片模糊,無法解調。

這是一個稍顯複雜的問題。

我們知道,Atheros的方案都會有輸出功率的控制部分,也就是讓Target Power和實際功率值相一致,這是如何實現的呢?我們將AP96的2.4GHz PA部份電路取出進行研究,如圖3-2所示。

圖3-2 2.4GHz PA電路

圖3-2 2.4GHz PA電路

在圖3-2中,U27及其外圍電路組成了功率放大器,經過C208和R263送至後續的電路。圖中的PC1是一顆印製定向耦合器,其3,4兩腳的電壓隨著輸出功率的增大而增大,L18,L19,D1,C217和R248組成了半波整流電路,將定向耦合器感應到的電壓變為直流電訊號,並送至Transceiver檢測,也就是AR9223_PDET_0這個網路。這樣,Transceiver就可以隨時知道當前的輸出功率,功率與電壓值的關係是在Calibrate的過程中建立的。

板子經過Calibrate並Load EEPROM之後,我們用ART進行Continue Tx,這時,板子會按照我們設定的Target Power打出訊號,Transceiver會提高自身的輸出功率直至與Calibrate過程中記錄的對應的那個電壓值(AR9223_PDET_0)一致。

這時我們回到一開始的問題“輸出功率超級大,星座圖一片模糊,無法解調”,怎麼回事?肯定是Transceiver無法得到正確的那個電壓值,所以只能一直提高自身的輸出功率直至PA的輸出功率達到飽和。檢查L19,L18,D1,C217,R248,發現D1已開路,換一顆新的二極體,恢復正常。

這裡需要指出的是,採用定向耦合器進行輸出功率控制是Atheros特有的一種方法,Broadcom和Ralink中至今還未看到採用這種方法的。另外,PA的本身一般都會內建功率檢測單元,並通過一個引腳出來,通常成為V_DET。

3.3.    某無線網路卡靜態發熱嚴重

現象:某無線網路卡 上電後,不做任何操作,四顆PA就發出很大的熱量,PA的表面溫度很高,很燙手。

第一判斷就是PA並不是處於真正的“靜態”,它們正在偷偷地工作!那麼,如何驗證呢?拿來PA(SKY65137-11)的Demo板,用Power Supply供電,以便觀察其消耗的電流。上電,發現消耗的電流幾乎為零,並不會出現發熱的現象,與該無線網路卡的情況不一樣。研讀SKY65137-11的Datasheet,一個關鍵的引腳PA_EN引起了我的注意,這個引腳就是PA的使能引腳。在上電情況下,將此引腳拉高至3.3V,發現5V消耗的電流劇增,隨之散發出大量的熱,PA的表面溫度立刻上升。將PA_EN與3.3V斷開,5V消耗的電流隨之下降,這時,用手觸碰PA_EN引腳,發現5V消耗的電流在發生跳動,這說明人體感應到的微弱電訊號足以使PA處於“Enable”狀態,同時說明,PA_EN是一個很敏感的引腳,很微弱的訊號就足以觸發。

分析該無線網路卡的SKY65137-11單元電路,如圖3-3所示(不包括Level Shift)。

圖3-3 SKY65137-11單元電路

圖3-3 SKY65137-11單元電路

很容易發現,SKY65137-11的PA_EN這個引腳是通過一個Level Shift電路直接與AR9220的控制引腳進行連線,這樣,AR9220控制引腳的微弱擾動就可以觸發PA,所以會導致靜態情況下PA發熱。

解決辦法:在PA_EN引腳處用一顆10K電阻下拉倒地,使常態下PA處於關閉狀態。

通過上述辦法,解決了PA的發熱問題

3.4.    某無線網路卡 Calibrate 不準

現象:該無線網路卡經Calibrate之後,實際輸出功率與Target Power不一致。

首先經過排查,確定不是Cable Loss與ART的設定問題。該無線網路卡的RF部份是我們自主設計的,有太多不確定的因素,這裡不進行深入的分析。在3.2中已經討論過,Atheros的方案通過檢測PA的輸出功率對應的電壓值來實現輸出功率的穩定;靜態情況下,若PA無輸出功率,則對應的電壓值為零。通過檢測,發現SKY65135-21(2.4GHz PA)在靜態下輸出的V-Detect並不是零,而是零點幾伏的電壓值,這可能是PA自身的問題造成的,也正是這個原因,導致了該無線網路卡的Calibrate不準的問題。我們都知道二極體的單向導電特性,為了防止該無線網路卡 的2.4GHz與5GH頻段在Calibrate過程中相互影響,可以通過二極體將其分開。在該無線網路卡後續的版本中,我們就是採用了這種方式,可以很好的解決Calibrate不準的問題。

3.5.    某無線AP無輸出訊號

現象:ART執行一切正常,用VSA觀察,無任何輸出訊號。

回憶3.1中講解的內容,我們提到了點測法,個人認為,點測法是解決類似這種問題的最快手段,在使用ART進行Continue Tx的情況下,使用探針依次檢測Transceiver輸出端,PA輸入端,PA輸出端,低通濾波器輸出端,T/R Switch輸入端及T/R Switch輸出端,一般來說,檢測這些點已經足夠了。

按照上述的方法,我們依次檢測Tx迴路的各點(以2.4GHz 鏈路0為例),如圖3-4所示。

圖3-4 2.4GHz 0鏈路檢測點

圖3-4 2.4GHz 0鏈路檢測點

在實際的檢測過程中,發現在T/R Switch輸入端有訊號,也即C379處有正常的RF訊號,但是在T/R Switch輸出端無訊號,查閱T/R Switch uPG2179的Datasheet,發現,此時的控制訊號與預想的不符,細節部分讀者請參閱uPG2179 Datasheet與AR9280(此專案的Transceiver)的參考設計。

由於時間關係,這份文件暫時只能寫到這裡了,希望後續能夠不斷有人來更新完善這份文件,祝大家好運!

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